Archiv verlassen und diese Seite im Standarddesign anzeigen : 10 Transistor Amp Battle HexFet Power Amp
Hallo,
Nachtrag: einige der hier weiter unten gemachten THD Angaben sind unrealistisch, da ich ich Spannungsquellen mit 0 Innenwiderstand verwendet habe was in der Praxis nicht möglich ist.
Ausgangangspunkt ist die Schaltung: Linear Power Amplifier Using Complementary HEXFETs
mit 6 Transistoren.
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70066&d=1680279007
Die Originalschaltung habe ich mit LTSpice simuliert u. die Ergebnisse decken sich ganz gut mit den Angaben im Whitepaper
Maximum rms output power:
60W into 4 Ω
32W into 8 Ω
Bandwidth: 15 Hz to 100kHz ± 1db
Total harmonic distortion (1kHz):
0.15% at 60W into 4 Ω
0.08% at 32W into 8 Ω
mal schauen was man verbessern kann, geplant sind:
- Stromspiegel für Q1/Q2
- zusätzlicher Transistor für Q4 (Darlington)
- R3 durch eine Stromquelle ersetzen
- Stromquelle für Q4
- evtl. Alternative für Q3
- Emitterwiderstände für Q1/Q2
ein erster Versuch:
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70087&d=1680289816
... erstaunliche Verbesserung für ein paar Cent
jetzt kommt der schwierige Teil:
- wie sieht der Klirrfaktor bei höheren Frequenzen aus
- das ganze Schwingungsfrei hinkriegen
- über die Ruhestromeinstellung muss ich mir noch ein paar Gedanken machen
oder vereinfacht gesagt das Ding "Blameless" hinzubekommen ;)
Lesestoff: https://www.edn.com/distortion-in-power-amplifiers-part-vii-frequency-compensation-and-real-designs/
Hi Udo,
Für den Fall, das dir der Leerlauf-Arbeitspunkt mit einem Standard-Vbe Multiplier (Bias) wegläuft, würde ich noch ein paar Sourcewiderstände einplanen.
LG Sven
Hi Sven,
ja, die Sourcewiderstände möchte ich möglichst klein halten (weiterer Spannungsverlust).
Ich werde das wohl erst genauer sehen wenn ich einen Prototyp bastle.
Der verwendete Standard-Vbe Multiplier ist wohl etwas too much. Sinkender Ruhestrom bei steigender Temperatur.
Man kann das zwar auch simulieren, aber da sind ein paar Fragezeichen (wie heiß werden die Mosfets, wie gut ist die Temperatur-Kopplung des Sensor Transistors usw.)
3eepoint
31.03.2023, 23:49
Hi, ich bin grad nur bei meinen Eltern am Handy also sorry für die sperrliche Antwort. Stell in Spice den max timestep mal auf 10n dann siehst du eher ob die Kiste schwingt. Und sonst probier mal two pole compensation damit bekommste den thd noch weiter runter. Weist du, wie man eine Tian probe benutzt? Dann kannst du dir den Loopgain mit Phase plotten lassen und aus der Gegenkopplung rausholen was geht.
Btw. 1F für C2 halte ich für etwas unrealistisch, ansonsten würde ich den bootstrap als ccs drin lassen. Solide Umsetzung für die Challenge.
Q1/2 solltest du als gematchte transistoren auf einem die nehmen, dass mindert thd und offset. Über Emitterwiderstände freuen die sich sicher auch. Da kannst du dann ein Poti zum trimmen mit einsetzen.
Als bias spreader kannst du getrost Dioden nehmen. Wenn du mehrere nimmst addieren sich die Tempcos. Beim Layoyt nahe an den Drain der Fets gerne mit Wärmebrücke dann bekommst du ne gute thermische Kopplung. Den einen BJT den du dann noch über hast solltest du der Vas aus q4/10 als überstromschutz geben. Q4 hat nämlich keine moralischen Bedenken q10 Amperweise strom in die Basis zu schieben was reichlich Rauch produzieren würde.
Fürs Layout bzw. Die reale Umsetzung sind noch Zenerdioden mit 15v an den Gate Source strecken der fets empfehlenswert. Ein Zobel Netzwerk solltest du auch noch vorsehen :)
Hallo,
Hi, ich bin grad nur bei meinen Eltern am Handy also sorry für die sperrliche Antwort. Stell in Spice den max timestep mal auf 10n dann siehst du eher ob die Kiste schwingt. Und sonst probier mal two pole compensation damit bekommste den thd noch weiter runter. Weist du, wie man eine Tian probe benutzt? Dann kannst du dir den Loopgain mit Phase plotten lassen und aus der Gegenkopplung rausholen was geht.
Tian Probe da muss ich mich noch einarbeiten u. two pole compensation steht auf meiner todo Liste um die Thd bei höheren Frequenzen zu verbessern
Btw. 1F für C2 halte ich für etwas unrealistisch, ansonsten würde ich den bootstrap als ccs drin lassen. Solide Umsetzung für die Challenge.
der ist nur für die FFT so groß sonst sieht man die Klirrkomponenten garnicht mehr (Hilfskrücke ;))
Q1/2 solltest du als gematchte transistoren auf einem die nehmen, dass mindert thd und offset. Über Emitterwiderstände freuen die sich sicher auch. Da kannst du dann ein Poti zum trimmen mit einsetzen.
gute Idee, Emitterwiderstände erhöhen erstaunlicherweise den Klirr (doppelt so hoch)
Als bias spreader kannst du getrost Dioden nehmen. Wenn du mehrere nimmst addieren sich die Tempcos. Beim Layoyt nahe an den Drain der Fets gerne mit Wärmebrücke dann bekommst du ne gute thermische Kopplung. Den einen BJT den du dann noch über hast solltest du der Vas aus q4/10 als überstromschutz geben. Q4 hat nämlich keine moralischen Bedenken q10 Amperweise strom in die Basis zu schieben was reichlich Rauch produzieren würde.
Fürs Layout bzw. Die reale Umsetzung sind noch Zenerdioden mit 15v an den Gate Source strecken der fets empfehlenswert. Ein Zobel Netzwerk solltest du auch noch vorsehen
steht auf der todoliste fürs simulieren hab ich es vorerst weggelassen
Grüße Udo
noch ein paar Versuche zur Ruhestromeinstellung (100mA):
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70089&d=1680323209
Vbe Multipier (grün) - Widerstand + 2 Dioden (blau)
grün sieht sehr seltsam aus ...
wenn ich jetzt genau wüsste auf welche Temperatur sich die Dioden bei Sperrschichttemperatur XY Q5/Q6 erhitzen ... ?
evtl. geht das besser mit dem steps command statt temp zu verwenden
capslock
01.04.2023, 07:13
Self ist kein Freund von MOSFET-Endstufen, Cordell nur bedingt. Problem ist die Verstärkungskurve, und das wird mit den Sourcewiderständen nicht besser. Ich vermute aber, das Hauptproblem dürfte sein, dass Deine VAS auf die hohe und nichtlineare Eingangskapa der Gates arbeitet. Warum es mit den Widerständen schlimmer wird, kann das aber nicht gut erklären. Ich würde noch einen Spannungsfolger zwischen VAS und MOSFETs spendieren, idealerweise Push-Pull, aber zur Not auch Eintakt Class A. Du kannst zum Ausgleich auch noch einen Transistor sparen, indem Du den Stromspiegel mit einem Transistor und einer Diode aufbaust.
Edit: ich hab's falsch gelesen, lasse das oben aber stehen. Es geht ja um Degeneration des Differenzverstärkers mit Emitterwiderständen. Natürlich erhöht das den Klirr, weil die open loop Verstärkung sinkt. Erst wenn Du das wieder ausgleichst, z.B. durch geringere Miller-Kompensation, wird es in Summe besser.
Noch ein Edit: D2 macht ja ein Clamping. Aber ist R14 nicht arg groß? Dadurch wird der obere Endtransistor deutlich tiefpassgefiltert angesteuert, der untere nicht. Im Kleinsignalbetrieb erhält der untere die Bandbreite, bei größerem Signal springt die Bandbreite, sicher nicht gut.
3eepoint
01.04.2023, 11:26
Tian ist einfach. Ac quelle in Reihe zu R6 richtung ausgang. Input auf gnd. Benenne die Netze an den beiden polen der ac quelle zb a und b. Lass eine Ac sinulation laufen und füge oben bei den traces den plot v(a)/v(b) ein. Weis grad nicht mehr wie rum. Probiers sonst aus bis ein halbwegs glaubbarer Verlauf raus kommt.
Was temparatur angeht hat Ian hegglun spicemodelle auf seiner Seite die man thermisch linken kann und auch thermal runaway berücksichtigen, sind aber nicht ganz ohne ein zu binden. Du kannst unabhängig davon aber auch die Temp von einzelkomponenten ändern und nicht nur der gesamten Schaltung.
Bjt und Mosfet haben mit sourcewiderständen ein Problem unter anderem wegen gm doubling. Je kleiner desto besser. Wenn die kompensation stimmt kann man sie aber weglassen, sind nur wichtig wenn man mehrere ausgangspärchen hat um unterschiede im hfe oder Vgsth aus zu gleichen. Im amerikanischen diy Audio gibt es da von peufeu ein paar gute Versuche mit Messungen zu. Hab den Link grade leider nicht parat.
Hallo,
Self ist kein Freund von MOSFET-Endstufen, Cordell nur bedingt. Problem ist die Verstärkungskurve, und das wird mit den Sourcewiderständen nicht besser. Ich vermute aber, das Hauptproblem dürfte sein, dass Deine VAS auf die hohe und nichtlineare Eingangskapa der Gates arbeitet. Warum es mit den Widerständen schlimmer wird, kann das aber nicht gut erklären. Ich würde noch einen Spannungsfolger zwischen VAS und MOSFETs spendieren, idealerweise Push-Pull, aber zur Not auch Eintakt Class A. Du kannst zum Ausgleich auch noch einen Transistor sparen, indem Du den Stromspiegel mit einem Transistor und einer Diode aufbaust.
danke, guter Tipp. Anfänglich hatte ich auch mit einem Spannungsfolger geliebäugelt, es aber wegen der "bösen 10" verworfen ;)
Edit: ich hab's falsch gelesen, lasse das oben aber stehen. Es geht ja um Degeneration des Differenzverstärkers mit Emitterwiderständen. Natürlich erhöht das den Klirr, weil die open loop Verstärkung sinkt. Erst wenn Du das wieder ausgleichst, z.B. durch geringere Miller-Kompensation, wird es in Summe besser.
.. und den Strom durch Q1/Q2 erhöht, sonst wird es einfach nur schlechter
Noch ein Edit: D2 macht ja ein Clamping. Aber ist R14 nicht arg groß? Dadurch wird der obere Endtransistor deutlich tiefpassgefiltert angesteuert, der untere nicht. Im Kleinsignalbetrieb erhält der untere die Bandbreite, bei größerem Signal springt die Bandbreite, sicher nicht gut.
da hast du recht, ich habe es stumpf übernommen u. garnicht darüber nachgedacht
capslock
01.04.2023, 11:48
Hallo,
danke, guter Tipp. Anfänglich hatte ich auch mit einem Spannungsfolger geliebäugelt, es aber wegen der "bösen 10" verworfen ;)
.. und den Strom durch Q1/Q2 erhöht, sonst wird es einfach nur schlechter
da hast du recht, ich habe es stumpf übernommen u. garnicht darüber nachgedacht
Stromerhöhung hilft zweifach, erstens weil sie die Steilheit und damit die Verstärkung wieder etwas erhöht, vor allem aber, weil dann das innere Re kleiner gegen den Degenerationswiderstand wird. Von wo hast Du R14 übernommen?
capslock
01.04.2023, 12:01
Bjt und Mosfet haben mit sourcewiderständen ein Problem unter anderem wegen gm doubling. Je kleiner desto besser. Wenn die kompensation stimmt kann man sie aber weglassen, sind nur wichtig wenn man mehrere ausgangspärchen hat um unterschiede im hfe oder Vgsth aus zu gleichen. Im amerikanischen diy Audio gibt es da von peufeu ein paar gute Versuche mit Messungen zu. Hab den Link grade leider nicht parat.
https://www.diyaudio.com/community/threads/power-amp-output-stage-measurements-shootout.374367/page-3
Von wo hast Du R14 übernommen?
Whitepaper AN-948
Edit: sehe gerade da ist es R10
Tian ist einfach. Ac quelle in Reihe zu R6 richtung ausgang. Input auf gnd. Benenne die Netze an den beiden polen der ac quelle zb a und b. Lass eine Ac sinulation laufen und füge oben bei den traces den plot v(a)/v(b) ein. Weis grad nicht mehr wie rum. Probiers sonst aus bis ein halbwegs glaubbarer Verlauf raus kommt.
danke, das hört sich einfach an, ich habe mich wie gesagt noch nicht ausfürlich mit dem Thema beschäftigt
Was temparatur angeht hat Ian hegglun spicemodelle auf seiner Seite die man thermisch linken kann und auch thermal runaway berücksichtigen, sind aber nicht ganz ohne ein zu binden. Du kannst unabhängig davon aber auch die Temp von einzelkomponenten ändern und nicht nur der gesamten Schaltung.
ich hatte es mal mit Labeln (temp=Temp + x) für die einzelnen Transistoren
probiert funzt aber scheinbar nicht.
Ich mache mir da jetzt nicht mehr so viele Gedanken, es ist ja kein Class-A wo es auf hohe Stabilität ankommt. Ich werde es dann beim Prototyp sehen.
Bjt und Mosfet haben mit sourcewiderständen ein Problem unter anderem wegen gm doubling. Je kleiner desto besser. Wenn die kompensation stimmt kann man sie aber weglassen, sind nur wichtig wenn man mehrere ausgangspärchen hat um unterschiede im hfe oder Vgsth aus zu gleichen. Im amerikanischen diy Audio gibt es da von peufeu ein paar gute Versuche mit Messungen zu. Hab den Link grade leider nicht parat.
werde ich mir anschauen, wenn ich es finde
capslock
01.04.2023, 12:12
Sehr merkwürdig, was die sich dabei wohl gedacht haben? Die Diode ist dafür da, dass der Bootstrap die Gatespannung nicht höher als die Versorgungsspannung ziehen kann. Die Strombegrenzung macht aber eigentlich schon R9 mit seinen 2,7 k, wofür dann noch die 680 R, der einen Tiefpass mit der veränderlichen Gatekapazität bildet?:eek:
https://www.diyaudio.com/community/threads/power-amp-output-stage-measurements-shootout.374367/page-3
ah nice, da hat sich einer richtig Mühe gemacht :)
Sehr merkwürdig, was die sich dabei wohl gedacht haben? Die Diode ist dafür da, dass der Bootstrap die Gatespannung nicht höher als die Versorgungsspannung ziehen kann. Die Strombegrenzung macht aber eigentlich schon R9 mit seinen 2,7 k, wofür dann noch die 680 R, den einen Tiefpass mit der veränderlichen Gatekapazität bildet?:eek:
ohne wird das Clipping-Verhalten stark unsymetrisch, so richtig habe ich es auch noch nicht verstanden .. werde es mir nochmal genauer anschauen
2. Versuch:
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70097&d=1680348249
- Ruhestrom Q5/Q6 von 100mA auf 250mA erhöht - Klirrfaktor halbiert
- Emitterwiderstände für Q5/Q6
- Emitterwiderstände für Q1/Q2 scheinen mir doch ganz nützlich für die Stabilität
- Ruhestrom auf 10mA erhöht bringt bei 1kHz nix mal schauen wie es bei höheren Frequenzen aussieht ...
- Zobel u. Spule am Ausgang
- C3/C4 R17 Output-inclusive compensation reduziert den Klirrfaktor nochmal um den Faktor 10!
Quelle: Baxandall, P and Self, D, Baxandall and Self On Audio Power, Linear Audio Publishing, Sept. 2011 ISBN 978-
94-90929-03-9 p. 115 (inclusive compen).
das muss ich mir nochmal etwas genauer anschauen ... kann's kaum glauben
Wenn man R17 nicht verbindet hat man eine normale Miller-Kompensation, falls das Probleme machen sollte.
Nachtrag:
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70102&d=1680350177
funktioniert u. scheint mir sinnvoller ... ein Widerstand gespart
Weist du, wie man eine Tian probe benutzt? Dann kannst du dir den Loopgain mit Phase plotten lassen und aus der Gegenkopplung rausholen was geht.
meine ersten Gehversuche
einmal Miller normal
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70111&d=1680363613
Output-inclusive compensation
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70110&d=1680363613
bei der Interpretation habe ich so meine Probleme, auch weil LTSpice die Phase scheinbar willkürlich skaliert
two pole werde ich später auch noch ausprobieren
Grüße Udo
kleines Update
- two pole compensation C3/C4 R17
- einfacher Stromspiegel mit Diode D5 R9 (funktioniert ... evtl. mit Poti parallel zu R9 um Unsymmetrien auszugleichen u. den Offset einzustellen)
- einfache Ruhestromeinstellung mit 2 Dioden D3/D4 u. Poti
- Zenerdioden für Q5/Q6 dienen gleichzeitig als Strombegrenzung auf ca. 12 Ampere (ss)
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70114&d=1680447007
alles mit 8 Transistoren, also noch etwas Spielraum um weitere Varianten auszubrobieren.
verschieden Lastwiderstände hab ich auch mal simuliert +-30Volt Vs nah an der Clippinggrenze:
37Watt @ 8Ohm/1kHz THD: 0.000053%
65Watt @ 4Ohm/1kHz THD: 0.000081%
108Watt @ 2Ohm/1kHz THD: 0.000147%
mit der Frequenzkompensation werde ich mich weiterhin beschäftigen müssen, da ist sicher noch Luft nach oben.
Die Abstimmungen die in der Tian Simulation besonders gut aussehen neigen alle irgendwie zum Schwingen obwohl Phase Margin ok zu sein scheint.
hier noch die Tian-Simulation mit two pole compensation
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70115&d=1680448652
wenn ich versuche das zu höheren Frequenzen zu verschieben in dem ich die Kondensatoren verkleinere, fängt's an zu schwingen obwohl es noch ok aussieht :confused:
Auf welcher Frequenz schwingt es dann?
LG Sven
Auf welcher Frequenz schwingt es dann?
je nach dem wie ich die Kondensatoren dimensionere iwas zwischen 200 u. 1MHz und zwar nur die positive Halbwelle
ich poste gleich mal ein Bild
70119
was mir gerade aufgefallen ist, einige der Thd-Angaben hier sind in der Praxis nicht möglich, da ich Spannungsquellen mit 0 Innenwiderstand verwendet habe. (besonders die ganz niedrigen 0.000024% zum Beispiel)
Ich habe gerade mal ein sehr guten Opamp LT1028 mit 18V Spannungsquellen (Ri 0.2 Ohm) simuliert
Ergebnis: THD= 0.000000%
also muss es an meinem Verstärker liegen, der zeigt bei Spannungsquellen mit Innenwiderstand einen höheren Klirfaktor.
seltsam :confused:
3eepoint
03.04.2023, 18:59
je nach dem wie ich die Kondensatoren dimensionere iwas zwischen 200 u. 1MHz und zwar nur die positive Halbwelle
ich poste gleich mal ein Bild
70119
Wahrscheinlich was parasitäres, ich hab auch noch nicht so 100% verstanden wodran spice das fest macht....
was mir gerade aufgefallen ist, einige der Thd-Angaben hier sind in der Praxis nicht möglich, da ich Spannungsquellen mit 0 Innenwiderstand verwendet habe. (besonders die ganz niedrigen 0.000024% zum Beispiel)
Ich habe gerade mal ein sehr guten Opamp LT1028 mit 18V Spannungsquellen (Ri 0.2 Ohm) simuliert
Ergebnis: THD= 0.000000%
also muss es an meinem Verstärker liegen, der zeigt bei Spannungsquellen mit Innenwiderstand einen höheren Klirfaktor.
seltsam :confused:
Vergiss die OP Amp Modelle in Spice die sind meist nicht zu gebrauchen. Hast du der Spannungsquelle Stützkondensatoren parallel geschaltet? Der erhöhte THD kommt u.a. durch die sich ändernde Uce der Transistoren und die Gegenkopplung muss nun auch den Innenwiderstand des Netzteils ausregeln.
Wahrscheinlich was parasitäres, ich hab auch noch nicht so 100% verstanden wodran spice das fest macht....
Vergiss die OP Amp Modelle in Spice die sind meist nicht zu gebrauchen. Hast du der Spannungsquelle Stützkondensatoren parallel geschaltet? Der erhöhte THD kommt u.a. durch die sich ändernde Uce der Transistoren und die Gegenkopplung muss nun auch den Innenwiderstand des Netzteils ausregeln.
ich hab's gerade mal probiert praktisch kein Effekt mit Kondensatoren.
aber sobald man in den Thd-Bereich kleiner 0.0000 % sind die Zahlen wohl mit vorsicht zu genießen
3eepoint
03.04.2023, 21:11
hmmmm..... hast du den Timestep mal auf 10n gesetzt ob das n Unterschied macht?
hmmmm..... hast du den Timestep mal auf 10n gesetzt ob das n Unterschied macht?
ja, macht kein Unterschied, ich hab auch mal ein 50kHz Rechteck eingespeist und da sieht man sehr deutlich ein Überschwingen, irgendwas ist da im Argen. (so ziemlich alle Transistoren getauscht und und und, nix hilft)
Output-inclusive compensation u. two pole verhalten sich zickig sobald ich versuche das ganze nach oben zu verschieben.
Da kann ich auch bei Miller bleiben das funkioniert ganz gut
ich hab's gerade mal probiert praktisch kein Effekt mit Kondensatoren.
aber sobald man in den Thd-Bereich kleiner 0.0000 % sind die Zahlen wohl mit vorsicht zu genießen
Hallo Udo, ich habe einige Verstärker mit Hilfe von LT-Spice entwickelt. Dabei hat sich heraus gestellt, dass man für den reellen Aufbau besser eine Kompensation wählt, in der der Verstärker sehr sicher und stabil arbeitet. Wenn der Verstärker gerade so eben oder sehr kippelig in der Simulation stabil läuft, kann man generell davon ausgehen, dass er in der Realität schwingen wird. Verstärker die in der Simulation 0% THD haben, haben oft eine sehr hohe Leerlaufverstärkung und die ist nicht so einfach zu kompensieren, zumal dann auch noch das Platinenlayout zum sensiblen Faktor wird.
Bei meinen Simulationen schaue ich mir auch das Klippingverhalten, das Rechteck und eine kapazitive Belastung an. Erst wenn das soweit klappt, lohnt der Aufbau.
Bei deiner Sinus-Simulation sehe ich nicht nur eine überlagerte Schwingung, auch scheint der Sinus optisch schon arg verzerrt. Auch scheint mir die Miller-Kompensation sehr ungewöhnlich dimensioniert. Mit two-pol habe ich auch in meinem aktuellen Verstärker Probleme mit der Stabilität gehabt und bin auf normale Millerkompensation zurück gekommen.
Außerdem habe ich in der Gegenkopplung eine Kompensation eingesetzt, um ein besseres Hochfrequenzverhalten zu bekommen. 1k und 19k sind schon ziemlich hochohmig. Probier mal 100 und 1k9.
... Ich würde noch einen Spannungsfolger zwischen VAS und MOSFETs spendieren, idealerweise Push-Pull, aber zur Not auch Eintakt Class A.
habe ich probiert u. bei 20kHz THD war die Verbesserung minimal. Und das zickige Verhalten hat sich auch nicht verbessert
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70149&d=1680560096
Den einen BJT den du dann noch über hast solltest du der Vas aus q4/10 als überstromschutz geben. Q4 hat nämlich keine moralischen Bedenken q10 Amperweise strom in die Basis zu schieben was reichlich Rauch produzieren würde
hmm das sieht bei Clipping so aus
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70148&d=1680560077
blau ist der Augang Clipping u. grün der Basisstrom Q10
Hallo Udo, ich habe einige Verstärker mit Hilfe von LT-Spice entwickelt. Dabei hat sich heraus gestellt, dass man für den reellen Aufbau besser eine Kompensation wählt, in der der Verstärker sehr sicher und stabil arbeitet. Wenn der Verstärker gerade so eben oder sehr kippelig in der Simulation stabil läuft, kann man generell davon ausgehen, dass er in der Realität schwingen wird. Verstärker die in der Simulation 0% THD haben, haben oft eine sehr hohe Leerlaufverstärkung und die ist nicht so einfach zu kompensieren, zumal dann auch noch das Platinenlayout zum sensiblen Faktor wird.
Bei meinen Simulationen schaue ich mir auch das Klippingverhalten, das Rechteck und eine kapazitive Belastung an. Erst wenn das soweit klappt, lohnt der Aufbau.
Bei deiner Sinus-Simulation sehe ich nicht nur eine überlagerte Schwingung, auch scheint der Sinus optisch schon arg verzerrt. Auch scheint mir die Miller-Kompensation sehr ungewöhnlich dimensioniert. Mit two-pol habe ich auch in meinem aktuellen Verstärker Probleme mit der Stabilität gehabt und bin auf normale Millerkompensation zurück gekommen.
Außerdem habe ich in der Gegenkopplung eine Kompensation eingesetzt, um ein besseres Hochfrequenzverhalten zu bekommen. 1k und 19k sind schon ziemlich hochohmig. Probier mal 100 und 1k9.
Hi スピーカ,
mit Miller läuft der Amp um einiges zickenfreier. Ich werde wohl bei Miller bleiben auch wenn der Klirrfaktor nicht so toll ist (immer noch gut 1kHz unter 0.001% 10kHz unter 0.01%)
die Widerstände im Gegenkopplungszweig zu reduzieren hatte ich auch schon auf dem Schirm
Grüße Udo
im Moment sieht es so aus:
-Transistoren getauscht da ich noch einige B550/560C u. BD 139 hier habe
THD FFT
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70152&d=1680562612
Clipping
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70150&d=1680562540
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70153&d=1680563516
50kHz Rechteck
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70151&d=1680562540
Phase Margin ca. 70^Grad
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70154&d=1680564847
schonmal ganz ok wie ich finde :)
capslock
04.04.2023, 09:33
. Den einen BJT den du dann noch über hast solltest du der Vas aus q4/10 als überstromschutz geben. Q4 hat nämlich keine moralischen Bedenken q10 Amperweise strom in die Basis zu schieben was reichlich Rauch produzieren würde.
Meinst Du andersherum, also Q10 überlastet Q4? Wie stellst Du Dir einen aktiven Überstromschutz vor? Reicht nicht ein Widerstand in der Basis von Q4? Eigentlich ist das eine Standardschaltung, die Darlington-VAS.
Meinst Du andersherum, also Q10 überlastet Q4? Wie stellst Du Dir einen aktiven Überstromschutz vor? Reicht nicht ein Widerstand in der Basis von Q4? Eigentlich ist das eine Standardschaltung, die Darlington-VAS.
3eepoints Beitrag bezog sich auf einen älteren Schaltplan, bei dem im Übersteuerungsfall Q10 praktisch kurzgeschlossen wird. Auch ein Widerstand von etwa 4k7 in der Kollektorleitung von Q10 würde das verhindern.
...
Bei meinen Simulationen schaue ich mir auch das Klippingverhalten, das Rechteck und eine kapazitive Belastung an. Erst wenn das soweit klappt, lohnt der Aufbau...
(s. Schaltung Beitrag #32 weiter oben mit Miller-Kompensation u. zusätzlicher 12p Kondensator parallel zu R6)
50kHz Rechteck mit fieser Last 2 Ohm/2.2uF parallel (vor der Ausgangsspule gemessen) schafft er noch 16V ss
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70164&d=1680702742
verschiedene Sinusfrequenzen(incl. Clipping) getestet... kein Schwingen bzw. "Klingeln" erkennbar
ich kann das nicht so gut beurteilen, aber der D. Self Blameless verhält sich in der Simulation kaum besser,
von daher gehe ich davon aus das das soweit ok ist.
auf meiner Simulations todo liste stehen jetzt noch:
- Rauschen
- Dämpfungsfaktor
- Thermische Stabilität (DC-Offset)
- Verlustleistung (für Dimensionierung der Kühlkörper)
Grüße Udo
Nachtrag: da ich noch 2 Transistoren über habe, könnte man auch die beiden Ausgangs Fet's gegen 4 Bjt's tauschen.
somit ein D. Self Blameless mit 10 Transistoren ... ziemlich langweilig aber doch verlockend.:denk:
(Ruhestromstellung wäre etwas knifflig)
weiter geht's mit der Rausch-Simulation:
ich habe mich an den B. Cordell LTSpice-Beispielen orientiert u. gehe mal davon das da alles stimmt.
(s. http://www.cordellaudio.com/book/tutorial_simulations.shtml)
Simulation 20Hz -2MHz verwendete Schaltung Beitrag #32 s. o.
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70167&d=1680721846
Simulation 20Hz - 20kHz ergibt 12 uV rms AusgangsRauschen
das ergibt ein SNR (17,6V rms / 53uV rms) von 110dB bzw. 122dB.
Ich weiss jetzt nicht was bei Messungen Standard ist, würde denken 20Hz -20kHz ?
auf jeden Fall ist noch Optimierungspotenzial vorhanden R1 R7 verkleinern u. die Eingangstransistoren Q1/Q2
ich dachte die BC560 wären rauscharm, aber da gibt es wohl deutlich bessere ...
Nachtrag:
ich habe ein bischen rumprobiert und konnte das Rauschen auf 6.5 uV (20-20k) reduzieren
Gegenkopplungswiderstände geändert R7 100Ohm u. R6 1.91 kOhm u. Q1/Q2 2N4403
ergibt ein SNR von 128dB ...denke das reicht
was mir gerade einfällt. Jedes Netzteil rauscht/brummt und je nachdem wie gut die PSSR (power-supply rejection ratio) des Verstärkers ist, landet das dann auch am Ausgang.
Das hatte ich komplett vergessen und setze es mal auf meine todo Liste.
weiter geht's mit einer PSRR Simulation:
auf diyaudio.com habe ich ein Beispiel für eine Spannungsquelle gefunden die in etwa mit einer klassischen (transformator gleichrichter +elkos) Schaltung vergleichbar ist. 30V 3Vss 100Hz Ripple weiss nicht genau ob das realistisch ist ? ah so in etwa ich plane sowieso mit Schaltnetzteil. da muss ich dann nochmal genauer Datenblätter studieren.
verwendete Schaltung Beitrag #32 s. o. mit den modifizierten Spannungsquellen u. 1kHz Sinus am Eingang (knapp unter Vollaussteuerung)
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70192&d=1680817846
Simulation + FFT
grün ist Verstärkerausgang blau +30V rot -30V
die 100Hz Spitze liegt etwa 100dB unter dem eigentlichen Signal und die Dämpfung beträgt ca. 70 dB
... mittelprächtig, aber ich hatte schlimmeres erwartet
eine erste Verbesserung auf 85dB bringt eine RC Filterung für die Diode D1, hatte ich schlichtweg vergessen
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70191&d=1680817846
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70190&d=1680817846
mal schauen ob mir noch weitere Verbessurungen einfallen (Self schreibt etwas von 100dB Dämpfung)
weiter geht's mit der Simulation des Dämpfungsfaktors bezogen auf 8Ohm:
auch hier wieder Cordell LTSpice-Beispiele
(s. http://www.cordellaudio.com/book/tutorial_simulations.shtml)
verwendete Schaltung Beitrag #32 s. o. gemessen hinter der Augangsspule (geändert 2uH /Widertstand 10mOhm)
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70193&d=1680819559
dominant ist der Widerstand/Induktivität der Spule (ca 30 bei 20kHz)
Der Dampfungsfaktor direkt am Ausgang ist extrem hoch u. beträgt bei 20kHz immernoch 750 und ist wesentlich höher als der des Blameless Amps mit Bjt's. Wohl ein Vorteil der MosFets.
In der Praxis spielen bei diesem Verstärker die Verkabelung u. eben die Ausgangsspule die größte Rolle.
Ich hätte ja kein Problem damit das Ding einfach wegzulassen aber D. Self empfiehlt es und einen schwingenden Verstärker will ich nun auch nicht ;)
Only in the simplest kinds of power amplifier is it usual for the output stage to be connected directly to the
external load. Direct connection is generally onlyfeasible for amplifiers with low feedback factors,
which have large safety margins against Nyquist instability caused by reactive loads.
...
After a lot of extensive testing the physical size of my ‘standard output inductor’ was cut in half, so it
only had 10 turns, 2.3 uH inductance, and 10.1 mOhm DC resistance. ...
This inductor has proved adequate for stability with various types of amplifier, and a very wide range of loads ...
bevor ich mit den Kühlkörperberechnungen starte habe ich mir noch ein paar Gedanken zum Netzteil gemacht
220 Volt Basteleien möchte ich vermeiden, deshalb werde ich wohl ein externes Tischnetzteil verwenden
mit 60Volt konnte ich nix finden ... aber eins von Meanwell mit 54Volt
das hat 200Watt Schutzklasse 2 Kurzschlussschutz Temperaturschutz usw.
das sieht mir ganz ordentlich aus und Ripple&Noise ist mit 350mV ss schön niedrig (ich hatte s.o. mit 3Vss gerechnet)
das sollte für Stereobetrieb an 4 Ohm reichen bzw. 8Ohm in Brückenschaltung
https://www.meanwell.com/webapp/product/search.aspx?prod=OWA-200E
bei Elpro für 52€ gesehen
nun kommt etwas wo ich noch nicht genau weiss, ob das so funktioniert wie ich denke
ein Spannungsteiler mit Kondensatoren erzeugt ein künstliche Masse
wurde in alten Quad Endstufen so gemacht u. ähnliches hab ich auch schon im diyaudio Forum gesehen,
allerdings nur mit Trafo eine Wicklung + Brückengleichrichter, im Endeffekt aber auch eine Gleichspannung
um das Netzteil nicht zu quälen habe ich eine kleine Softstartschaltung vorgesehen.
Ich vermute Schaltnetzteile mögen es nicht beim einschalten große Kondensatoren zu laden.
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70251&d=1681402188
ergibt +27V u. -27V in der Simulation funktioniert es schonmal ...
Hallo Udo,
ich bewundere deine Ausdauer! Ich würde noch eine Entladediode für den 10uF vorsehen oder besser über einen Ein/Aus-Schalter aktiv entladen.
LG Sven
Schöne Idee.
Häng doch einfach das Netzteil an die Endstufe(simulation), dann siehst Du, ob es passt. Man könnte die Masse auch über zwei Transistoren erzeugen, weißt Du aber bestimmt selbst ;)
Ich benutze bei meinen Simulationen auch gern einen Pulsgenerator als Netzteil. Dann kann man definieren, wann und mit welcher Flanke eingeschaltet wird und man kann sich das Verhalten des Verstärkers beim Einschalten anschauen. Also z.B. PULSE(0 30 5m 0.5m)
gesperrter_benutzer_ct
13.04.2023, 19:03
Ich vermute Schaltnetzteile mögen es nicht beim einschalten große Kondensatoren zu laden.
Hängt wohl vom Netzteil ab. Mein RACM550-48SG jucken die 20.000 µF, die die drei angeschlossenen 3eAudio-Boards mitbringen, nicht die Bohne.
so ...
nach einigen Problemen mit der Spannungsversorgung (heftiges Driften)
hier die Schaltung ohne Softstart (mal schauen ob ich ihn brauche)
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/attachment.php?attachmentid=70269&d=1681569209
die Eingangsbeschaltung sieht auf den ersten Blick merkwürdig aus, funktioniert aber (PSRR ist sehr gut).
da noch 2 Transistoren übrig waren, bin ich auf den ursprünglichen Stromspiegel umgestiegen (ein Trimmer weniger).
Der Spannungsoffset am Ausgang ist prinzipbedingt sehr niedrig.
so langsam kann ich darüber nachdenken mich in KiCad einzuarbeiten ...
3eepoint
15.04.2023, 21:19
Für Q1/2 und 9/7 kannst du ja mal gucken ob du Dual Die Versionen bekomst, also zwei in einem Gehäuse. Die sind besser gematcht und thermisch gekoppelt. Hilft bei DC und der linearität. Ansonsten freu ich mich auf deine Umsetzung =)
ganz interessant, ich habe vorhin mal Q7 durch einen BD139 ersetzt, klar es ist nicht mehr symetrisch u. der Klirrfaktor steigt, aber die Offset-Spannung am Ausgang bleibt bei null.
Auch eine Änderung von R17 hat keine Auswirkungen auf den Offset im Gegensatz zur klassischen +- Versorgung. Es ist eine Besonderheit der Schaltung.
Trotzdem werde ich für Q1/Q2 Q7/Q9 passende Pärchen aus meiner "Grabbelkiste" suchen ... kann ja nicht schaden.
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